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单管反激电路基本结构

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两种模式DCM 和CCM

1） CCM和DCM模式判断依据

CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是BCM模式。

2） 两种模式在波形上的区别

a. 变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

b. 次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

c. MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。（Vf次级反射到原边电压） 。因此我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。

DCM

CCM

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MOSFET在开通和关断瞬间寄生参数对波形的影响

在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf！这是因为变压器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。

当次级电感电流降到了零，这意味着磁芯中的能量已经释放了。那么因为二管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐振电流给MOS的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路以及其它寄生电阻的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。

f1比f2大很多（从波形上可以看出），这是由于漏感一般相对较小；同时由于f1所在回路阻抗比较小，谐振电流较大，所以能够很快消耗在等效电阻上，这也就是为什么f1所在回路很快就谐振结束的原因！（具体谐振时间可以通过等效模型求解二次微分方程估算）

1） CCM（Vds，Ip）

2）其他一些波形分析（次级输出电压Vs，Is, Vds）

CCM （ch3为变压器副边Vs波形）

DCM （ch3为变压器副边Vs波形）

不管是在CCM模式还是DCM模式，在mosfet开通on时刻，变压器副边都有震荡。主要原因是初次级之间的漏感+输出肖特基（或快恢复）结电容+输出电容谐振引起，在CCM模式下与肖特基的反向恢复电流也一些关系。故一般在输出肖特基上并联一个RC来吸收，使肖特基应力减小。

CCM （ch3为变压器副边Is波形）

DCM （ch3为变压器副边Is波形）

不管是在CCM模式还是DCM模式，在mosfet关断off时刻，变压器副边电流Is波形都有一些震荡。主要原因是次级电感+肖特基接电容+输出电容之间的谐振造成的。

3）RCD吸收电路对Vds的影响

Ch3=Vds（加吸收前）

Ch3=Vds（加吸收后）

在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf！这是因为，变压器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。

4）Vgs波形

为使mosfet在开通时间的上升沿比较陡，进而提高效率。在布线时驱动信号尽量通过双线接到mosfet的G、S端，同时连接尽量短些。

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设计时需注意点

1）尽量使反激电路工作占空比小于50%，若要使占空比工作在大于50%，为避免次谐波震荡，需加上斜率补偿，此外还需注意变压器能否磁复位。由于mosfet导通和关断需要一定的时间，同一批次的变压器单体之间也有差异，建议反激工作占空比小于45%。

2）反激的功率地和控制地的连接须注意单点接地，特别是在哪个地方进行单点接地需慎重。为有效地吸收地噪声（mosfet的开通和关断），输入电容的一个脚尽量靠近共地点。

3）由于电压外环的PID输出与电流内环进行比较来决定占空比，事实上PID的输出不是一条直线，它是在直流的基础上叠加了一个低频分量，为保证输出稳定，在设计时需使内环带宽比外环带宽大于10倍以上。

Ch2=电压外环PID输出

上述波形一般在开始调环路或者在输入VIN比较高时经常会出现，主要原因是外环的带宽太快了，为使系统稳定，需减小带宽，一般可通过减小比例P或者增大积分C来解决。